Головна

Передпідсилювач з керованими параметрами

  1. Демодуляція в каналах зі змінними параметрами
  2. Залежність між параметрами
  3. Запити з параметрами і їх використання
  4. Запуск Microsoft Access з параметрами командного рядка за допомогою ярлика
  5. Загальні відомості про стабілізаторах з керованими приладами
  6. Перехідні процеси в лінійних електричних ланцюгах з зосередженими параметрами
  7. Подоба ланцюгів з розподіленими параметрами

Підсилювач компенсації предискаженій. Підсилювач (рис. 4.18) з- спадаючої частотної характеристикою застосовується при відтворенні грамзапису з магнітною головкою. Підйом частотної характеристики в області низьких звукових частот відбувається за рахунок частотно-залежною ОС, побудованої на ( елементах Rl, R2, СЗ, С4. Постійні часу RiC4= 300 мкс і R2Сз = 3000 мкс. Завал в області високих частот здійснюється ланцюжком R3Cs = = 72 мкс. Для зменшення вихідного опору включений транзистор. Коефіцієнт посилення схеми на частоті 1 кГц дорівнює 30.

Підсилювач з АРУ. Підсилювач (рис. 4.19) має нелінійну залежність коефіцієнта посилення від амплітуди вхідного сигналу. У схемі здійснюється автоматичне регулювання посилення за рахунок ООС по змінному струмі. Цей зв'язок здійснюється за допомогою зміни опору польового транзистора змінному струмі. Управління польовим транзистором відбувається постійною напругою продетектированного вихідного сигналу ОУ. Функції детектора виконує транзистор VT2. Якщо вхідний сигнал перевищує 1 В, то на виході з'являються »нелінійні спотворення, пов'язані з появою другої гармоніки. Ці спотворення вносить польовий транзистор через несиметричності його характеристики для різних полярностей сигналу. Значно менше спотворень виникають з МОП-транзисторами.

Паралельні підсилювачі. Паралельне включення підсилювачів (рис. 4.20) збільшує амплітуду сигналу в N раз, в той час як шумова складова, яка є випадковою величиною, зростає тільки в N-2. У тій же мірі зменшується дрейф нуля і вплив температурних коефіцієнтів окремих підсилювачів. Посилення схеми визначається опором резистора R4. Для схеми з шести паралельних підсилювачів середнє значення шуму составляет0,85 мкв при шумі окремого підсилювача приблизно в 2,2 мкВ. Наведене до входу напруга зсуву дорівнює 13 мкВ, а температурний коефіцієнт при 25 ° С становить 0,2 мкВ / К. Це відповідає залежності N-2

Мал. 4.18

Мал. 4.19

Підсилювач на мікросхемі К284СС2А. Підсилювач {рис. 4.21) має коефіцієнт посилення більше 104. За допомогою резистора R4 коефіцієнт передачі можна змінювати в межах від 50 до максимального значення, рівного приблизно 104. Верхня гранична частота дорівнює 10 кГц. Режим по постійному струму здійснюється за допомогою подільника R1 и R3 і стабілізатора напруги, виконаного на елементах R6 и VD1.

Інтегральна мікросхема може працювати і при знижених напругах джерел живлення. Замість напруги живлення 12 В можна застосувати напруга 4 В, попередньо замінивши стабілітрон резистором (1,5 кОм) з паралельно включеним конденсатором (50 мкФ). Однак слід мати на увазі, що. максимальна амплітуда неспотвореного сигналу в цьому випадку буде дорівнює 0,5 В.

Мал. 4.20

Мал. 4.21 Рис. 422 Рис. 4 23

Мікрофонний підсилювач на мікросхемі К224ПП1. Підсилювач має коефіцієнт посилення 100. У ньому здійснено повну термостабилизация. Вхідний опір 2 кОм, а вихідна - 500 Ом (рис. 4.22).

Мікрофонний підсилювач. Підсилювач (рис. 4.23) живиться від одного джерела. Напруга цього джерела визначає максимальної-ву амплітуду неспотвореного вихідного сигналу, т. Е. При ± Ua, рівному 4; 6; 8; 12; 15; 18; 24 і 30 В, Uвиx одно відповідно 0,4; 1,4; 1,7; 2,3; 3,2; 3,9; 5,2 і 6,5 В.

Зниження напруги живлення негативної полярності до 4 - 5 В призводить до зменшення на кілька відсотків коефіцієнта посилення. Зменшення позитивного напруги призводить до зменшення максимальної амплітуди вихідного сигналу. При зниженому харчуванні частотна характеристика залишається без зміни.

Операційний підсилювач з великим вхідним опором. Вхідний опір ОУ К140УД1А можна підвищити при включенні на вході мікросхеми К101КТ1 (рис. 4.24). В мікросхему К101КТ1 входять два добре підібраних транзистора. Вхідний опір складеного ОУ може перевищувати 10 МОм. Вхідний струм менше 0,2 мкА. Частотна характеристика підсилювача рівномірна в смузі від 0 до 500 кГц при підключенні виведення 8 до 5.

Операційний підсилювач з малим вихідним опором. Додаткові транзистори в схемі на рис. 4.25, незважаючи на відсутність початкового зсуву, зменшують вихідний опір ОУ до 100 Ом. При переході сигналу через нуль на вихідному сигналі утворюється «сходинка» в 100 мВ. Без компенсуючих елементів в схемі виникають коливання з частотою від 2 до 10 МГц. Генерація зривається при R = 70 - 120 Ом і С = 100 пФ. Температурний дрейф нуля 20 мкв / град. Коефіцієнт посилення K = R2/ R1.

Мал. 4.24 Рис. 4.25

Лінійний ОУ. Лінійність вихідного сигналу ОУ порушується зі зменшенням навантаження. Підключення двох транзисторів на вихід підсилювача (рис. 4.26) дозволяє зменшити вихідний опір і збільшують здатність навантаження схеми. Два діода в базовій ланцюга транзисторів усувають поріг відкривання вихідних транзисторів. нелінійність

вхідний характеристики транзистора легко зменшується ООС через резистори R1 и R2. Таке включення додаткових транзисторів забезпечує вихідний струм до 100 мА.

Підсилювач з керованим коефіцієнтом передачі. Коефіцієнт передачі підсилювача (рис. 4.27) змінюється дискретно. Управління здійснюється за допомогою декади резисторів R3 - R7. Коли перемикач знаходиться в положенні I, декада підключена до входу ОУ. На вході підсилювача утворюється дільник напруги між резистором R1 і декадою. При подачі в базу транзистора VT1 позитивної напруги він відкривається. В результаті до входу підсилювача виявляється підключений дільник з резисторів R1 и R3. Коефіцієнт передачі схеми дорівнює 0,5. При включенні транзисторів VT2 - VT5 коефіцієнт передачі буде дорівнює відповідно 0,25; 0,125; 0,0625 і т. Д.

Положення перемикача II включає декаду в ланцюг ООС. В цьому випадку включення транзисторів VT2 - VT5 реалізує схему з коефіцієнтом посилення ОУ, рівним 1, 2, 3 і т. д. Максимальний коефіцієнт посилення дорівнює 32. Амплітуда вхідного сигналу не повинна перевищувати 5 В. Замість транзисторів VT1 - VT5 може бути використана інтегральна мікросхема К198НТ1.

Мал. 4 26 Рис. 4.27 Рис. 4.28

Мал. 4 29

Управління за допомогою польових транзисторів коефіцієнтом посилення. За допомогою польових транзисторів, включених в схему моста, можна в широких межах-керувати коефіцієнтом передачі ОУ (рис. 4.28). Незважаючи на те, що опір стік - витік польового транзистора нелінійно змінюється від напруги в затворі, в даній схемі лінійність зберігається, в широких межах. Це досягається завдяки зміні в невеликих межах напруги між витоком і стоком при великому діапазоні зміни сигналу. Коефіцієнт посилення схеми визначається за формулою Ky.u= = R4Uyпp/ R2UЗІотc, де Uупр - Керуюча напруга на затворі; Uзи відступ - Напруга відсічення польового транзистора.

Підсилювач з діодним регулюванням коефіцієнта посилення. Регулювання коефіцієнта посилення в схемі (рис. 4.29) здійснюється за рахунок зміни опору кремнієвого діода в залежності від протікає через нього постійного струму. Можливі два варіанти включення діода: паралельно емітерного опору і паралельно колекторного опору. У першому випадку зі збільшенням струму, що протікає через діод або при збільшенні напруги на діоді коефіцієнт посилення зростає. Це пов'язано з тим, що загальний опір в емітер транзистора для змінного струму зменшується. У другому випадку опір діода, підключеного паралельно резистору R3, зменшує коефіцієнт посилення зі збільшенням струму, що протікає через нього. Схема ефективно працює при вхідному сигналі не більше 10 мВ. Керуюча напруга змінюється від 0 до 12 В. Ця напруга можна знизити, якщо зменшити опір резистора R5.

Мал. 4.30 Рис. 4.31

Рис 4.32 Рис. 4.33

Малошумящий підсилювач на інтегральних мікросхемах. Підсилювач складається з двох мікросхем (рис. 4.30). Польовий транзистор мікросхеми DA1 забезпечує вхідний опір підсилювача 20 МОм і ємність 2 пФ. Коефіцієнт посилення, рівний 100, забезпечується інтегральної мікросхемою DA2, в якій застосована глибока ООС При замкнутому вході власний шум підсилювача в смузі частот від 20 Гц до 20 кГц не перевищує 10 мкВ Нерівномірність амплітудно-частотної характеристики в тій же смузі не більше 1,5%. На опорі навантаження 3 кОм схема створює вихідний сигнал з амплітудою до 2 В.

Попередній підсилювач на польовому транзисторі. Підсилювач для ємнісних датчиків (рис. 4.31) споживає струм 10 мкА від джерела живлення 3 В. У цій схемі польовий транзистор працює з коефіцієнтом передачі, рівним приблизно 5, а транзистори VT2 a VT3 входять в складовою повторювач. Напруга відсічення польового транзистора має бути менше 1 В. Вхідний опір каскаду дорівнює 1 МОм, а вихідний опір приблизно 5 кОм. Напруга шумів, наведене до входу менше 50 мкВ в смузі частот від 20 Гц до 20 кГц

Складовою каскад на польовому і біполярному транзисторах. Каскад (рис. 432) має коефіцієнт посилення, близький до одиниці, великий вхідний і мале вихідний опору, приблизно 200 Ом. На виході повторювача (рис. 4.32, о) має місце постійне напруження, яке визначається потенціалом відсічення польового транзистора. У схемі рис. 4.32,6 постійна складова на виході відсутній. Вона скомпенсирована подачею через резистор R3 живить напруги від другого джерела живлення. Оскільки напруга відсічення польових транзисторів має розкид, то для кожного конкретного транзистора VT1 необхідно регулювати резистор R3.

Підсилювач з динамічним навантаженням. Для збільшення коефіцієнта посилення на транзисторі VT2 (Рис. 4.33, в) як динамічного навантаження включені VT1 и КЗ. Еквівалентну опір навантаження буде визначатися виразом

де

Kу.і= R2/ R3 - Коефіцієнт передачі транзистора VT2 по постійному струму. якщо прийняти R3 = R2, то коефіцієнт посилення різко збільшується і транзистори входять в насичення. Тому має виконуватися нерівність R2> R3. Для змінної складової сигналу опір в ланцюзі витоку VT2 визначається ємністю конденсатора З, яка в свою чергу визначається смугою частот вхідного сигналу.

Підсилювач з великим коефіцієнтом посилення. При створення підсилювачів з великим вхідним опором і великим коефіцієнтом посилення необхідно приділяти особливу увагу його стійкості. Зокрема, необхідно отримувати високу ступінь розв'язки по ланцюгах харчування. Наведена схема трехкаскадного підсилювача (рис. 4 34) має гарну розв'язку одного каскаду від іншого. В підсилювачі відсутній ПОС, що досягнуто за допомогою біполярних транзисторів. Вихідний сигнал каскаду «розв'язаний» від ланцюгів харчування через велику вихідну опір біполярного транзистора. Крім того, значно ослаблена паразитная місткість ОС через ємності колектор - база та стік - затвор Між двома послідовно включеними ємностями існує малий опір переходу база - емітер біполярного транзистора.

Позитивні властивості каскаду дозволяють створити шестікас-Кадная УНЧ з коефіцієнтом підсилення понад 10е. На вхід підсилювача подається сигнал менше 1 мкВ від джерела з внутрішнім опором 10 кому. На виході присутній сигнал з амплітудою більше 2 В. Для ослаблення шумів між каскадами можливе застосування вузькосмугових фільтрів. Підсилювач стійко працює при пульсації напруги харчування до 15%. Зміна напруги живлення не позначається істотно на формі вихідного сигналу і не проходить на вихід схеми. Нестабільність харчування обмежує максимально можливу амплітуду вихідного сигналу.

Трехкаскадний підсилювач має смугу пропускання від 10 Гц до 100 кГц за рівнем 0,9. Ефективне напруга шуму, наведене до входу, при вхідному опорі 100 кОм становить 70 мкВ. Коефіцієнт посилення окремого каскаду на частотах понад 10 Гц визначається за формулою Kу u1= RкS21Е і дорівнює приблизно 20 На частотах нижче 10 ГП - за формулою Доу u2= (Rк + + Хс) / Xc, Де Хс - 1 / wСэ; h21е - Коефіцієнт передачі по току біполярного транзистора, a S - крутизна польового транзистора. Для розширення смуги частот нижче 10 Гц необхідно збільшити ємність конденсатора З 1 або збільшити опір резистора R1. Однак збільшення опору резистора R1 вимагає також збільшення опору резистора R4, щоб уникнути насичення біполярного транзистора. Зі збільшенням R4 зменшується струм через польовий і біполярний транзистори, що тягне за собою зменшення і S Крім того, починають позначатися нелінійності вольт-амперної характеристики обох транзисторів

Мал. 434

Зменшення порога відкривання складеного емітерного повторювача. У схемою складеного емітерного повторювача (рис 4 35) для зменшення нелінійних спотворень, пов'язаних з порогом відкривання транзисторів, включений транзистор VTL Напруга між колектором і емітером цього транзистора регулюється за допомогою резистора R1. В результаті робоча напруга зсуву транзисторів VT2 и VT3 стає стабільним і не залежить від амплітуди вхідні сигналу. Крім того, підвищується температурна стабілізація вихідних транзисторів

Мал. 4.35 Рис 4.36

Підсилювач з низькоомним входом. Схема підсилювача (ріс.436) складається з двох транзисторів, де перший каскад зібраний по схемі з ПРО Підсилювач має мале вхідний опір. Для схеми вхідним сигналом є струм, який визначається ємністю конденсатора. Коефіцієнт посилення описується виразом К = = jwh2l3R2C за умови, що 1 / wС h11Б, Де h11Б = 10 Ом - вхідний опір транзистора в режимі з ПРО; A2i Е - коефіцієнт

передачі транзистора VT2. Підсилювач для вхідного сигналу з частотою 1 кГц має коефіцієнт посилення приблизно 100. Вихідний сигнал зрушать по фазі на 90 ° по відношенню до вхідного. Цей зсув зберігається в діапазоні частот від 20 Гц до 1 МГц. При побудові двох і більше каскадів можна застосувати інтегральні мікросхеми з набором транзисторів.




ПАРАМЕТРИ КОНТУРУ | ПЕРЕТВОРЮВАЧІ СОПРОТИВЛЕНИЙ | ПЕРЕТВОРЮВАЧІ СТРУМУ | каскодних ВКЛЮЧЕННЯ | I. СХЕМИ З характеристики S-ВИДУ | СХЕМИ З характеристики N-ВИДУ | ПІДСИЛЮВАЧІ | I. УПРАВЛІННЯ коефіцієнт посилення | ЗДВОЄНІ ОУ | РОЗШИРЕННЯ МОЖЛИВОСТЕЙ ОУ |

© 2016-2022  um.co.ua - учбові матеріали та реферати