Головна

Однотактний каскади посилення потужності

  1. Активна, реактивна і повна потужності
  2. Активні потужності генератора і перевірка балансу потужностей
  3. Де Кисп. п. м. - коефіцієнт використання виробничої потужності;
  4. генералізація безпорадності
  5. Дати поняття електрорушійної сили (ЕРС), потужності і коефіцієнта корисної дії джерела електричної енергії.
  6. Двотактні вихідні каскади класу А.
  7. Двотактні вихідні каскади класу В

Принципові схеми однотактний каскадів з ОЕ і з ПРО наведені на рис. 4.3.

В обох схемах джерело сигналу і навантаження підключаються до входу і виходу транзистора через трансформатори и  , Відповідно. конденсатор  виключає втрати сигналу на опорах подільників ланцюга бази.

Частотні властивості підсилювача потужності можна розглянути при подачі на вхід малих сигналів, користуючись малосигнальная параметрами транзистора. Проведемо аналіз схеми з ОЕ, вважаючи ємності и  нескінченно великими.

Еквівалентна схема каскаду наведена на рис. 4.4а.

 Мал. 4.4 (а, б)

Замінюючи трансформатор Тр еквівалентною схемою, можна перейти від схеми (рис. 4.4а) до схеми (ріс.4.4б). тут:  - Активний опір первинної обмотки, що має W  витків; L  індуктивність розсіювання первинної обмотки; L  індуктивність первинної обмотки; r  - Опір втрат у сталі сердечника (зазвичай  , Тому вплив  в подальшому не враховується);  - Індуктивність розсіювання вторинної обмотки, приведена до первинної:  , де  - Коефіцієнт трансформації;  -активно опір вторинної обмотки, приведене до первинної:

 - Опір навантаження, наведене до первинної обмотці трансформатора:

 - Вихідна напруга, також приведене до первинної обмотці:

.

На вході каскаду включений еквівалентний генератор з е. д. з.  і внутрішнім опором  . Еквівалентна е. д. з.  дорівнює приведеній до вторинної обмотки вхідного трансформатора е. д. з. :

 , де

 коефіцієнт трансформації вхідного трансформатора.

В еквівалентну внутрішній опір джерела сигналу  , Крім наведеного до вторинної обмотки вхідного трансформатора опору  , Входять опір вторинної обмотки цього трансформатора  і наведене до вторинної обмотки опір первинної обмотки :

Індуктивності розсіювання та первинної обмотки вхідного трансформатора враховуються зазвичай при розрахунку попереднього каскаду. Роботу підсилювача зручно розглядати окремо в області середніх, нижчих і вищих частот. Відповідні еквівалентні схеми для цих діапазонів наведені на рис. 4.5.

В області середніх частот (рис. 4.5а) можна знехтувати впливом индуктивностей L,, Ls і ємності  , А також вважати ,

 . Позначивши еквівалентний коефіцієнт передачі струму бази

 Рис 4.5 а Рис 4.5б

 рис 4.5в

можна знайти вихідну напругу каскаду:

е. д. з. вхідного сигналу дорівнює:

 , (4.1)

де

Тоді коефіцієнт посилення по напрузі на середніх частотах визначається співвідношенням:

(4.2)

На нижніх частотах (рис. 4.5б) можна не враховувати вплив індуктивностей розсіювання LSI и  і ємності СКЕ, а також прийняти ,  . У той же час необхідно врахувати вплив індуктивності  , Так як у міру зменшення частоти її реактивний опір  падає, шунтуючи навантаження, що призводить до завалу АЧХ. на нижніх частотах.

Замінюючи генератор струму  генератором напруги  (Пунктир на рис. 4..5б), знайдемо напруження на індуктивності :

де ,

Вихідна напруга:

 Тоді з урахуванням співвідношень (4.1) і (4.2) коефіцієнт посилення на нижніх частотах запишеться у вигляді:

 (4.3),

де

Вираз (4.3) збігається з відповідним виразом для підсилювача з RС-зв'язком, тільки постійна часу  визначається не ємністю C  , А індуктивністю  . Нижня гранична частота визначається співвідношенням:

 Зазвичай справедливі нерівності

Тоді останнє співвідношення можна записати у формі:

т. е. кращими частотними властивостями в області нижніх частот має той підсилювач, у якого більше величина індуктивності  і менше приведений опір навантаження Rн'. При заданих частотних спотвореннях і обраному Rн'Величина індуктивності первинної обмотки трансформатора визначається по формулі:

 (4.4)

Як і в підсилювачі з RC-зв'язком, конденсатори З2 і СЭ вносять додаткові частотні спотворення на нижніх частотах, а загальний коефіцієнт частотних спотворень дорівнює добутку коефіцієнтів частотних спотворень окремих ланцюгів.

На верхніх частотах можна знехтувати впливом індуктивності  , Але необхідно врахувати індуктивності розсіювання  і залежність параметрів транзистора від частоти (рис. 4.5в).

Вихідна напруга одно:

підставляючи и  з рівності (7.7), (7.11) і (7.12) (робота 5 ч.1), після відповідних перетворень можна отримати:

Для випадку вираз спрощується:

У свою чергу, е. д. з. вхідного генератора визначається виразом:

 , де

;

;

.

Тоді коефіцієнт посилення по напрузі в області верхніх частот має вигляд:

 (4.5)

З (4.5) випливає, що при певних співвідношеннях параметрів в підсилювачі можуть спостерігатися резонансні явища, в результаті чого АЧХ буде в значній мірі нерівномірним. Найбільш сильно виражений послідовний резонанс коливального контуру  на частоті

 , де

Резонанс можливий за умови:

частоту  часто наближено приймають за верхню граничну частоту смуги пропускання. ставлення  називають коефіцієнтом розсіювання, визначається конструкцією трансформатора і лежить в межах  . в малогабаритних трансформаторах індуктивність  зазвичай невелика. Якщо застосовуються низькочастотні транзистори, то індуктивністю розсіювання можна знехтувати (  ), А частотні спотворення в області верхніх частот вважати зумовленими лише частотними властивостями транзистора, т. Е.

 , де

Якщо ж застосовуються високочастотні транзистори, реактивні параметри яких не позначаються в робочому діапазоні частот підсилювача, то можна враховувати лише вплив індуктивності  , Т. Е:

 , де

Звідси можна знайти допустиме значення індуктивності розсіювання  при заданих частотних спотвореннях:

Розглянемо енергетичні співвідношення в однотактний підсилювачах потужності. Енергетичні показники визначається в області середніх частот.

Перш, ніж виголити положення робочої точки і нахил навантажувальної прямої, необхідно визначити робочу область статичних характеристик транзистора. Ця область (рис. 4.6) обмежена знизу режимом відсічення, зліва - областю насичення, зверху - найбільшим струмом колектора  праворуч-найбільшим напругою  і справа зверху гіперболою гранично допустимої потужності розсіювання на колекторі  при найбільшій заданої температури.

При заданій напрузі джерела живлення  початкова робоча точка Про знаходиться на навантажувальної прямої по постійному струму. Ця пряма проходить майже вертикально (рис. 4.6),

Так як по постійному струму транзистор навантажений на мале активний опір первинної обмотки трансформатора. Для орієнтовних розрахунків можна вважати, що на цьому опорі при протіканні струму спокою транзистора  падає напруга  . Якщо в схемі з ОЕ застосовується застосовується стабілізація режиму за рахунок опору  , То на  створюється додаткове падіння напруги  . Тоді напруга спокою  , де  . якщо  не задано, то величина  вибирається з умови .

Початкове розташування робочої точки вибирається трохи нижче кривої  , А нахил навантажувальної прямої по змінному струмі вибирається з умови отримання максимальної потужності, що віддається. Ця потужність дорівнює полусумме площ трикутників OAC і OBF, причому точки А і В не повинні заходити в області насичення і відсічення, відповідно, інакше істотно зростають нелінійні спотворення.

Максимальна амплітуда напруги на колекторі визначається напівсумою

 , де

.

величина  не повинна перевищувати гранично допустимого напруги

 . вважаючи  , Отримуємо наступне обмеження для максимальної амплітуди вихідного сигналу .

величина  обмежена знизу за рахунок істотної нелінійності характеристик транзистора поблизу області насичення і в схемі з ПРО вельми близька до нуля (або дорівнює нулю).

Максимальна амплітуда струму колектора також визначена напівсумою

 , де , .

(При невеликих нелінійних спотвореннях ,  ) Величина  не повинна перевищувати гранично допустимого струму  . величина  для схеми з ПРО відповідає нульовому току емітера (  ), А для схеми з ОЕ - мінімального току бази, який вибирається в межах -  (Див. Рис. 4.6 а і б).

Максимальна потужність, що віддається транзистором дорівнює

,

а потужність, що віддається каскадом в навантаження,

 (4.6)

де  -К. п. д. трансформатора.

Коефіцієнт корисної дії трансформатора залежить від потужності останнього і лежить в наступних межах:  = 0,6-0,75 при Р <1 Вт;  = 0,7-0,85 при 1 Вт Р <10 Вт;  = 0,85-0,94 при 10 вт Р <100 пн. У той же час к. П. Д. Трансформатора визначено виразом

 (4.7)

потужність  віддається транзистором в навантаження, рівну:

 (4.8)

Враховуючи що  з формул (4.7) і (4.8) можна знайти коефіцієнт трансформації

Потужність, споживана від джерела живлення, не залежить від величини сигналу і дорівнює

Звідси електричний к. П. Д. (Т. Е. До. П. Д. Колекторної ланцюга) в класі А визначається співвідношенням

при малих , и  к. п. д.  в схемі з ПРО близький до граничної величини 50%. Практично в схемі з ПРО  = 40 - 45%, а в схемі з ОЕ дещо менше. Повний к. П. Д. Враховує втрати в вихідному трансформаторі і ланцюгах зсуву і в схемі з ПРО зазвичай не перевищує 30 - 35%. Потужність, що розсіюється на колекторі  , Максимальна в режимі спокою (  при  ) Очевидна необхідність виконання співвідношення  , Т. Е.  . Останнє співвідношення використовується при виборі транзистора.

Обчисливши потужність, що розсіюється на колекторі, можна визначити, чи потрібен для охолодження транзистора додатковий радіатор. Для цього обчислюється температура переходу  де  - Максимальна температура навколишнього середовища,  -теплові опір перехід-середовище транзистора. якщо  , То радіатор не потрібен, якщо ж  , То радіатор необхідний. При наявності радіатора має виконуватися співвідношення:

 (4.9),

де  -теплові опір перехід-корпус транзистора

 - Тепловий опір корпус-середовище. Останнє може бути знайдено з (4.9)

і залежить від конструкції радіатора. знаючи  , Можна знайти площу поверхні додаткового радіатора Sp з Формули

 , де

 - Коефіцієнт тепловіддачі.

Для матовою чорної поверхні при нормальному атмосферному тиску і вільної конвекції повітря

Розрахунок параметрів вхідного ланцюга проводиться за вхідний характеристиці транзистора (рис. 4.7 для схеми з ПРО).

значення струму , и  , Знайдені по точкам навантажувальної прямої (рис. 4.6б), дозволяють знайти максимальну амплітуду вхідної напруги, вхідний опір і потужність вхідного відвалу

 Рис 4. 7

,

,

У схемі з ОЕ для отримання потрібної вихідної потужності потрібна менша потужність сигналу на вході. Коефіцієнт посилення по потужності дорівнює  . рівень нелінійних спотворень у вихідному каскаді залежить від схеми включення транзистора, а також від співвідношення між опором джерела сигналу  і вхідним опором транзистора  . У схемі з ПРО спотворення зазвичай менше, ніж в схемі з ОЕ. Нелінійні спотворення обумовлені нелінійністю вхідної характеристики транзистора і залежністю коефіцієнта передачі струму  (В ще більшому ступені  ) Від струму емітера  . З ростом струму  коефіцієнт (  ) Зменшується, тому амплітуди позитивного і негативного напівперіодів струму колектора неоднакові (  на рис.4. 6) При визначенні коефіцієнта нелінійних спотворень окремо по входу і по виходу виходить завищене значення загального коефіцієнта нелінійних спотворень, так як спотворення у вихідний ланцюга можуть частково компенсувати спотворення, що виникають у вхідному ланцюзі.


 Мал,

Розглянемо вплив опору джерела сигналу  на спотворення у вхідному ланцюзі. На рис. 4.8 приведена вхідна характеристика транзистора

 , А також динамічна характеристика передачі по току  Остання будується по навантажувальної прямої для змінного струму (рис. 4.6б). В разі  <<  джерело сигналу можна вважати генератором напруги (Rг= 0) синусоїдальної форми. При цьому спотворення емітерного і колекторного струмів дуже великі (випадок 1 на рис. 4.8). коли  >>  джерело сигналу можна вважати генераторів синусоїдального струму (RГ= ). Спотворення вихідного сигналу в цьому випадку невеликі (випадок 2 на рис. 4. 8). Вони обумовлені лише впливом вихідний ланцюга.

У загальному випадку джерело сигналу має деякий внутрішнє опір  . При протіканні вхідного струму частина е. д. з. генератора  падає на цьому опорі, а частина, що залишилася подається на вхід транзистора. Для знаходження робочого ділянки характеристик через робочу точку (точка 3 на вхідний характеристиці рис. 4.8) проводиться навантажувальна пряма, що відповідає внутрішньому опору джерела сигналу (  ). Ця пряма відсікає на осі напруг початкове значення е. д. з. генератора  . Проводячи через точки А і В, відповідні максимального і мінімального значень струму емітера, прямі, паралельне навантажувальної прямої (  ), Можна знайти амплітуду е. д. з. генератора  (Випадок 3 на рис. 4. 8). Нелінійні спотворення при цьому менше, ніж в разі 1. Додаючи до точок , ,  (Відповідним ознакам , ,  ) Ряд проміжних, можна побудувати вхідну характеристику  , Що враховує внутрішній опір генератора (штрих-пунктирна крива на рис.4.8). Ця характеристика більш лінійна, ніж вхідні, причому її лінійність зростає в міру збільшення  . Втрати потужності вхідного сигналу на  при цьому також зростають. У разі підсилювача з трансформаторним входом величина  , Є умовною, так як вхідний трансформатор його не передає постійної складової напруги.

Проведений аналіз дозволяє зробити висновок, що в схемі з ПРО для зменшення нелінійних спотворень необхідно збільшувати відношення  . Залежність коефіцієнта нелінійних спотворень  від відносини  приведена на рис.4.9.

 Оскільки зі збільшенням  зростають втрати потужності в джерелі сигналу, то для схеми з ПРО зазвичай вибирають  . Звідси оптимальний коефіцієнт трансформації вхідного трансформатора

де  -К. п. д. вхідного трансформатора,  -Вихідний опір транзистора попереднього каскаду. Залежність коефіцієнта нелінійних спотворень від відносини  в схемі з ОЕ приведена на рис. 4.9б. Видно що  досягається при узгодженні, т. е.  . Це пояснюється тим, що спотворення у вихідний ланцюга в схемі з ОЕ значно більше, ніж в схемі з ПРО (залежність  від струму  виражена значно сильніше, ніж  ). Тому при деякому значенні  за рахунок вхідного ланцюга досягається найкраща компенсація спотворень в вихідний ланцюга.

 Для розрахунку коефіцієнта нелінійних спотворень будується ввізне характеристика  . Методика її побудови така. У точках перетину навантажувальної прямої зі статичними вихідними характеристиками транзистора відзначаються значення струмів и  (або и  ). за величинам (  ) На статичній вхідний характеристиці, знятої при  знаходяться значення (  ). Далі розраховуються відпо-ствуюціе значення е. д. з. генератора за формулою  і будується наскрізна характеристика (рис. 4.10).

Користуючись наскрізний характеристикою, рис 4.10 нелінійні спотворення можна розрахувати методом п'яти ординат, суть якого зводиться до наступного. Ставлячи вхідний сигнал у вигляді  розкладемо несинусоїдальний струм колектора (при нелінійної наскрізний характеристиці) в ряд Фур'є

При практичних розрахунках враховують лише перші чотири гармоніки. Ставлячи ряд значень  , Отримаємо 5 рівнянь:

 (4.10)

Вирішуючи систему рівнянь (4.10) щодо амплітуд гармонік, можна знайти формули для їх розрахунку (формули п'яти ординат)

 (4.11)

Вхідні у формули (4.11) значення струму  визначаються по наскрізний характеристиці при п'яти значеннях :

Знаючи амплітуди гармонік, легко обчислити коефіцієнт нелінійних спотворень:

Аналізуючи формули (4.11), неважко помітити, що при симетричній формі вихідного струму (т. Е. и  ) Амплітуди парних гармонік дорівнюють нулю. Для зменшення нелінійних спотворень в підсилювачах потужності часто застосовується негативний зворотний зв'язок.

Призначення підсилювачів потужності і вимоги до них | Двотактні вихідні каскади класу А.


Двотактні вихідні каскади класу В | Опис схеми лабораторної роботи | робоче завдання | Методичні вказівки |

© 2016-2022  um.co.ua - учбові матеріали та реферати